封裝及引腳功能
TPS61040/41采用SOT-23-5或SON-6封裝如圖1所示，其引腳功能如表1所示。
圖1 TPS61040/41采用SOT-23-5或SON-6封裝
表1 引腳功能表
典型應(yīng)用電路
由圖2可知，TPS61040/41輸入電壓范圍為1.8~6V,輸出電壓可達(dá)28V.當(dāng)輸入端加入輸入電壓VIN時(shí)，TPS61040/41內(nèi)部MOSFET開關(guān)Q1導(dǎo)通，并逐步增加了從VIN通過(guò)L1、Q1和內(nèi)部電流檢測(cè)電阻RSENSE的電流量。TPS61040/41的FB（反饋）腳檢測(cè)輸出電壓，只要反饋電壓低于參考電壓（典型值1.233V），則內(nèi)部Q1導(dǎo)通，電流增大；當(dāng)電感L1電流達(dá)到內(nèi)部設(shè)置峰值電流ILM（TPS61040為400mA或TPS61041為250mA）時(shí)Q1截止，另外為應(yīng)付極端條件以限制最大導(dǎo)通時(shí)間，在最大導(dǎo)通時(shí)間超過(guò)6μs（典型值）時(shí)Q1也會(huì)截止。TPS61040/41外接元件決定了Q1的關(guān)斷時(shí)間。為了維持運(yùn)行以及設(shè)定Q1的關(guān)斷時(shí)間，TPS61040/41內(nèi)部控制器必須用Q1和RSENSE監(jiān)測(cè)通過(guò)L1的電流。當(dāng)關(guān)斷Q1時(shí)，流過(guò)L1的電流中斷會(huì)升高電感上的電壓，使外部的肖特基二極管D1正偏并導(dǎo)通，D1作續(xù)流二極管保證電流輸出，為輸出電容器C1充電至一個(gè)較高電壓，這個(gè)電壓高于單獨(dú)的輸入電壓VIN。
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圖2 應(yīng)用電路
開關(guān)管關(guān)斷至少要保持400ns（典型值），寧波交友網(wǎng)或者反饋電壓又低于參考電壓時(shí)才導(dǎo)通。輸入電壓、L1以及通過(guò)RSENSE的預(yù)設(shè)峰值電流都會(huì)影響Q1的導(dǎo)通時(shí)間。
具體電路設(shè)計(jì)
本文給出了TPS61040的兩種具體電路。圖3為用TPS61040作為升壓轉(zhuǎn)換器來(lái)驅(qū)動(dòng)并聯(lián);圖4為用TPS61040作為升壓轉(zhuǎn)換器來(lái)驅(qū)動(dòng)串聯(lián)LED.圖3中通過(guò)在FB引腳和GND之間連接一個(gè)15Ω的外部電阻R1,根據(jù)反饋電壓（VFB=1.233V），TPS61040可為L(zhǎng)ED提供80mA的恒定電流。該設(shè)計(jì)允許在輸出上使用物理尺寸較小的外部器件（使用陶瓷電容代替鉭電容），這是由于TPS61040提供的開關(guān)頻率高達(dá)1MHz.PWM控制管腳用來(lái)控制的亮度。該電路可以獲得85%的電源轉(zhuǎn)換效率。在圖4中通過(guò)改變R1和D3的值，升壓拓?fù)淇梢则?qū)動(dòng)串聯(lián)的LED.通過(guò)在FB引腳連接一個(gè)47Ω的接地電阻，并根據(jù)反饋電壓（VFB=1.233V），TPS61040可為L(zhǎng)ED提供26mA的恒定電流。
圖3 TPS61040驅(qū)動(dòng)并接的白光LED電路
圖4 TPS61040驅(qū)動(dòng)串接的白光LED電路
1.電感、最大負(fù)載電流的選擇
因?yàn)門PS61040/41工作在持續(xù)峰值電流控制的PFM模式，此方式具有內(nèi)在穩(wěn)定性，電感值不影響調(diào)節(jié)器穩(wěn)定性。電感選擇與額定負(fù)載電流，輸入和輸出電寧波瘦身壓一起決定轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率。根據(jù)不同的應(yīng)用， 電感值的選擇可介于2.2μH和47μH之間（圖3、圖4中選擇10μF）。最大的電感值是由開關(guān)管的最大導(dǎo)通時(shí)間確定，一般為6μs.電感值決定了轉(zhuǎn)換器的最大開關(guān)頻率。因此，選擇電感值時(shí)，應(yīng)確保在轉(zhuǎn)換器工作在最大負(fù)載電流時(shí)開關(guān)頻率不超過(guò)最大值。最大開關(guān)頻率計(jì)算公式如下：
式中，IP為峰值電流；L為所選電感的電感量；V IN（min）為最高開關(guān)頻率時(shí)的最小輸入電壓。
如果選定的電感值沒有使轉(zhuǎn)換器超過(guò)最大開關(guān)頻率，下一步就需要計(jì)算在額定負(fù)載電流時(shí)的開關(guān)頻率，可由下面公式得到：
式中，Iload為額定負(fù)載電流；Vdd為整流二極管正向電壓（典型值0.3V）。
[2]
較小的電感值能使轉(zhuǎn)換器獲得較高的開關(guān)頻率，但卻降低了效率。電感值對(duì)最大有效負(fù)載電流影響不大，在一定的工作條件下，計(jì)算最大有效負(fù)載電流最好方法是估計(jì)轉(zhuǎn)換器的最大負(fù)載電流效率。最大負(fù)荷電流就可以估計(jì)如下：
式中，fSmax為預(yù)估計(jì)的最大開關(guān)頻率；η為期望的轉(zhuǎn)換器效率，典型值為70%-85%.
轉(zhuǎn)換器的最大負(fù)荷電流是該轉(zhuǎn)換器開始進(jìn)入連續(xù)傳導(dǎo)模式的工作點(diǎn)電流。該轉(zhuǎn)換器應(yīng)該通常一直工作在電流斷續(xù)模式。
2.輸出電壓的設(shè)置。
輸出電壓可由下式計(jì)算：
對(duì)于電池供電的應(yīng)用而言（見圖2），應(yīng)使用高阻抗電壓分配器，并且R2典型值小于200kΩ，R1最大值為2.2MΩ。低阻抗可降低反饋引腳噪聲敏感性。電阻R1并聯(lián)的前饋電容CFF是很重要的，它為誤差比較器提供足夠的過(guò)載。沒有前饋電容或其值過(guò)小，在TPS61040/41的SW引腳處會(huì)有雙脈沖或突發(fā)脈沖，導(dǎo)致更高的輸出電寧波地圖壓波紋。轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率越低，則要求前饋電容值越大。但前饋電容越大則電源線性調(diào)整率越差，因此選擇的前饋電容器也不能太大。前饋電容值可使用下列公式計(jì)算：
式中，R1電壓分配器中的上拉電阻；fS額定負(fù)載電流時(shí)的轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率。
3.電源線性調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率
線性調(diào)整率取決于反饋引腳的紋波電壓。通常即使在反饋引腳FB上有峰峰值為50mV的紋波電壓，TPS61040/41也可獲得一個(gè)良好的輸出。不過(guò)一些應(yīng)用可能需要更精密的線性調(diào)整率。
由前面介紹可知，若沒有前饋電容，則TPS61040/41的SW引腳處會(huì)有雙脈沖或突發(fā)脈沖，導(dǎo)致更高的輸出電壓波紋，所以沒有前饋電容就沒有良好的線性調(diào)節(jié)器。但增加前饋電容值雖然降低輸出電壓波紋，但卻增加反饋引腳FB的電壓紋波，反饋引腳的電壓波動(dòng)越大（≥50mV）， 線性調(diào)整率就越差。一般采用兩種方法來(lái)進(jìn)一步提高線性調(diào)整率：
1）把L1電感值減小，從而提高開關(guān)頻率，降低輸出電壓紋波，同時(shí)也減小了反饋引腳的電壓波動(dòng)。
2）反饋引腳（FB）和地之間增加一個(gè)小電容使反饋引腳的紋波電壓減少到50mV以下。
4.輸入、輸出電容的選擇
為更好實(shí)現(xiàn)輸入、輸出電壓的濾波，應(yīng)采用低ESR（等效串聯(lián)電阻）電容。陶瓷電容具有低ESR值，但也可以使用鉭電容。
一般可采用4.7μF陶瓷電容。
5.二極管選擇
一般采用肖特基二極管以實(shí)現(xiàn)高效率。二極管的額定電流值應(yīng)滿足轉(zhuǎn)換器的峰值電流額定值。
6.布局考慮
對(duì)所有的典型開關(guān)電源，布局設(shè)計(jì)是一個(gè)重要環(huán)節(jié)，特別是在高峰值電流和高開關(guān)頻率時(shí)。如果布局不合理，轉(zhuǎn)換器可能會(huì)有噪聲問(wèn)題和周期性的抖動(dòng)。設(shè)計(jì)時(shí)，輸入電容應(yīng)該盡可能放在靠近輸入引腳的地方，以利于輸入電壓的濾波。電感和二極管應(yīng)該放在盡可能靠近開關(guān)引腳附近，以減輕噪聲耦合到其它電路。因?yàn)榉答佉_和電源網(wǎng)絡(luò)是一個(gè)高阻抗電路，在布線時(shí)要遠(yuǎn)離電感。反饋引腳和反饋網(wǎng)絡(luò)要用大面積的地進(jìn)行屏蔽以減小噪聲耦合。
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